近年来随着电源技术的发展，同步整流技术正在低压、大电流输出的dc/dc变换器中迅速推广应用。在低压、大电流输出的情况下，输出端整流管的损耗尤为突出。例如，对采用 1.5v、20a电源的笔记本电脑而言，此时超快恢复整流二极管的损耗已超越电源输出功率的50%，即使采用低压降的肖特基整流二极管，损耗也会达到输 出功率的18%～40%。因此，传统的二极管整流电路慢慢的变成了提高低压、大电流dc/dc变换器效率的瓶颈。
由于mosfet不能像二 极管那样自动截止反方向电流，因此同步整流器的驱动是同步整流技术使用的一个关键。驱动方式的选取不仅关系到变换器能否正常工作，更决定了变换器性能。按 照驱动方法的不同，同步整流分为自驱型和外驱型，两者的主要不同之处在于，自驱型同步整流管的驱动电压一般都会采用的是变压器上或辅助绕组上的电压，而外驱型同步 整流管的驱动电压是由外部同步整流驱动芯片产生的。本文将分别讨论两种同步整流驱动的方法，并阐述了同步整流中必须要格外注意的问题。
由于正 激变换器是最简单的隔离降压式dc/dc变换器，其输出端的lc滤波器很适合输出大电流，可有效抑制输出电压纹波。所以，正激变换器成为低电压大电流功 率变换器的首选拓扑结构。正激变换器一定要采用磁复位电路，以确保变压器励磁磁通在每个开关周期开始时已经复位，常见的磁复位方法有：有源钳位、rcd钳 位、绕组复位、谐振复位等，如图1所示。
rcd钳位的方法虽然电路简单，但是它大部分磁化能量消耗在钳位电阻中，不利于效率的提高；有源钳位虽能重复利用变压器磁化能量和漏感能量，但是有 源钳位系统的控制带宽受到限制，动态性能不好，并且它多用了一个钳位开关，增加了驱动电路的难度和变换器的成本；而谐振复位由于谐振电压比较高，因此对开 关管的电压应力要求就更高；对于绕组复位的方法，结构较简单，磁复位时将能量回馈到输入源中，并且对开关管的电压应力要求并不高。
对于本文选用的 绕组复位正激变换器，其传统传统自驱型同步整流的方法如图2所示，在磁复位结束后，变压器的电压将为零，并且会保持在零直到下一周期开始，这样续流管将没 有电压提供驱动，电流会从其体二极管中流过，而其体二极管正向导通电压高，反向恢复特性差，导通损耗非常大，这是传统自驱同步整流的主要缺点，因此提出了 采用栅极电荷保持的同步整流方法，它的原理如图3所示。
在t0时刻之前，输入信号v1为0，开关s1关断，电容c的初始电压为0。在t0时刻，输入信号v1为正，通过二极管d对电容c充电；在t1时 刻，输入信号v1为0，二极管d承受反压截止，只要开关s1保持关断，电容c上的电荷得以保持，v2维持高电平；在t2时刻，开关s1导通，电容c通过 s1放电，v2变为0。如果c是同步整流管的栅极寄生电容，s1是一个辅助开关，那么在t1到t2最近一段时间内，输入驱动信号v1降为0时，同步整流管的栅 极电压仍可保持高电平。
利用栅极电荷保持的驱动方法，传统电压驱动同步整流器在变压器电压死区时间内，续流管体二极管的导通问题很容易解决，图4给出了栅极电荷保持电压驱动正激变换器的原理图和主要波形。
在t0到t1的时间内，开关管s1开通，变压器副边电压变为上正下负并驱动s2和s4使它们导通。s3的栅极电容通过s4放电，s3的栅极电压降为0，s3关断，输出电流流进s2。
在t1时刻主开关管s1关断，变压器进行磁复位，变压器副边电压变为下正上负，s2和s4关断，s3的栅极电容由流经d1的电流充电。s3栅极为高电平 导通，负载电流流经s3。在t2时刻磁复位结束，变压器副边电压变为0，由于二极管d1承受反压截止，s4关断，s3的栅极驱动电压保持不变，因此，即使 变压器副边电压为0，s3仍就保持导通，继续续流。s3的栅极电压从始至终保持到下一个开关周期开始，也是s4导通之时，这就解决了死区时间内s3体二极管续 流导通的问题。
对于这种栅极电荷保持的自驱型同步整流方法，有一个重要的过程就是，在续流管s3续流结束时要将其栅极电荷放掉，否则当变压器副边电压变为上正 下负的时候，续流管会导通，有电流从漏极流向源极，并最后导致变压器副边，续流管和整流管形成一个回路，即副边出现直通。而放掉续流管s3的栅极电荷必须 依赖于副边电压变为上正下负，即使s4导通，将s3栅极电容上的电荷通过s4放掉，但是这里出现的情况是，当变压器副边电压为上正下负使s4导通的时候， 同时续流管s3的ds电压也建立起来，如果s3的栅极电荷未放完，至少剩余的电荷仍能驱动s3时，这时s3就会正向导通，电流就会由漏极通过s3流向源 极，并经过整流管s2回到变压器副边，这样变压器副边电压就被短路，s4就无法再导通，s3上的栅极电荷就一直存在，直到这些电荷因为驱动s3而消耗完， 并又会进入下一次直通过程。如此恶性循环使变压器副边长期处在短路，即变换器副边处于直通的状态，情况严重的话会损坏整流管和续流管，甚至损坏变换器，因 此必须用一种方法，在下个周期变压器副边电压为上正下负之前就将s3的栅极电荷放掉，以保证不出现直通的现象。
如图5所示，对原来的栅极电荷保持电路进行改进，将原边ic产生的占空比分为两路，一路通过加延时驱动主功率管，另一路通过驱动变压器隔离驱动s4，因 为变压器副边电压为上正下负的建立和原边主功率管s1的开通几乎是同时的，那么采用图中的方法后，当在原边开关管开通之前，即变压器副边电压变为上正下负 之前，s4就由原边提供的一个驱动而开通，并使得续流管s3的栅极电荷通过s4释放掉，提前使s3关断，从而避免了直通的发生，该方法其他电路的接法与以 前提出的栅极电荷保持电路一样，这样，该电路即实现了栅极电荷保持的功能，又避免了变换器直通的发生。
如图6所示，给出了改进后电路各个开关管的驱动波形，由图中能够准确的看出，在s1开通之前提前开通s4，将s3的栅极电荷放掉，避免了变压器副边直通的发生。
对于采用变压器副边电压来驱动自驱型的同步整流，即该电压上正下负的时候驱动整流管s2，该电压下正上负的时候驱动续流管s3，由于这两个驱动电压采的 是同一个电压，因此这两个驱动不会存在交叠，不有必要进行处理。但是对于外驱型同步整流的方法，整流管和续流管的驱动之间必须加入死区，使两个驱动不出现交 叠的部分，进而防止变换器副边出现直通。本文采用的外驱同步整流的原理框图如图7（a）所示。
本文中首先将原边ic输出的信号经过驱动变压器隔离传输到副边，再利用同步整流驱动芯片将这个信号做处理，在同步整流芯片内部可简单看成是一个 固定的电容，通过在外部接电阻形成rc冲放电来实现延时，最终通过芯片处理同时延时了整流管s2以及续流管s3驱动信号的上升沿，从而在两个驱动之间加入 死区，如图7（b）中波形所示。
同时，因为副边加了一个同步整流的芯片，而由于芯片本身工作的延时，使得输出信号整体对输入有一个延时，因此必须在原边也加入一个电路来补偿这个延时，较好的方法就是在原边同样加入一个同步整流芯片，这样使得对驱动的控制更便利和容易，还能够保证足够的驱动能力。
另外，能够最终靠对副边两个管子驱动的控制来实现整流管和续流管的零电压开关：对于整流管来说，当变压器副边电压变为上正下负，这时如果整流管的驱动还未 建立，那么电流就会先从整流管的体二极管流过，如果此时再给整流管提供驱动，这时整流管的开通即为零电压开通，但是考虑到效率的因素，一定要保证电流在体二 极管中流过的时间很短；而在关断的时候，可以在变压器副边电压变为下正上负之前提前关断整流管，这样就实现了整流管的零电压关断，同样一定要保证电流在体二 极管中流动的时间很短。对于续流管采取同样的方法，能轻松实现续流管的零电压开关。
对于副边采用传统二极管续流工作的正激变换器来说，当负载电流进一步减小直至很轻时，将会出现电感电流断续的工作情况，如图8所示。
当副边采用同步整流工作时，由于续流mosfet的双向导通的特性，而电感电流要保持连续，因此在轻载的时候电感电流连续并能够反向，如图9所示，使得 续流管中出现从漏极流向源极的电流，并产生一个流出输出正端流进输出负端的环流，这个环流会消耗环流能量，这个能量的大小和输出滤波电感有关，输出滤波电 感越小，环流就会越大，环流能量越大，损耗也越大。所以由于同步整流器不能从ccm模态自动切换到dcm模态，轻载时就会产生很大的环流损耗，这种环流损 耗会降低变换器在轻载时的效率，当负载轻载某些特定的程度的时候，受环流的影响，变换器的效率会显著下降，因此必须在效率出现显著下降的时候将变换器从同步整流 的工作状态切换到二极管整流的工作状态，来保证轻载时变换器的效率不至于太低，一般这个效率的拐点出现在负载的10%～25%之间。
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